III.1 历史背景

继电梯的发展及一般性对马达的控制发展来看，在70年代以前是对直流马达有利的，因为直流马达的转矩T与电枢电流I成正比，改变I即可改变T，因而改变马达的转速。若对三相感应马达而言，由于定了电流与椟矩间不是正比，而且因为有其他不利因素，使感应马达在电梯方面得不到什么地位，长久以来都局限于低速（一般为60MPM）应用的范围。但在过去数十年当中，曾有不少研究者看透了用变频方法控制感应马达可使其脱胎换骨，顺而探索及研制一套实用的高功率变频系统，可惜不少尝试都宣告失败，直至70年代微电脑蓬勃发展，再加上高功率半导体的制作成功，才使这多后来的梦想（将三相感应马达如直流马达一样控制）终于实现。

III.2 YPM控制和V/F控制的基本差异

这两个系统都使用交流感应电动机，也采用微电脑及大功率半导体管作控制，但在YPM系统中，马达仍是直接连结住三相电源（具有固定频率50Hz），因此我们只能对马达作局部控制。在一定程度内马达本身的特性仍是决定马达最后运转情况的一项重要因素。在V/F系统中三相电源只提供马达所需电力，在理论上我们可以说V/F系统能对马达作100%的控制，因为这系统光将三相电源整流变成一个直流电源，然后再用逆变的方式去产生另一个三相电源，但这个三相电源的特性是它的电流是一点一滴的计算出来的，就因为这样我们说它可以差不多对马达作完全的控制。图一是V/F系统主电路的简化图，推动马达的是六枚晶体管，在图中它们的基极（亦即控制极）看来没有接线但实际是有线和PWM控制电路连系在一起的，不过没有绘出。在后面我们还有更详细的图。

III.3 V/F系统里的几个基本关系

下面我们列举一些基本符号，然后再列出一些基本式子，让读者参考。这些符号及式子这里将不加解释，有兴趣的读者可自行参看有关书籍及资料

n：电动机转数（r、p、m）；p：电动机极数；T：电动机转矩（N—m）；f：频率（Hz）；V：电动机定子电压（v）；I：电动机定子电流（A）；S：滑率，或转差率；B：磁通密度（W/m?）；P：功率（KW）；K1,K2,K3,K4,K5,K6：常数

(1) n=120f／p(1－S)；(2) B= K1 V／f；(3) T= K2V／f I；(4) p= K4Tn；(5) P≌K5Tf= K5 K2VI= K6VI

读者们请注意2)、3)两式，从3)式如要T与I成正比（和直流马达一样），则V／f必须为一个常数，而经2)式，如V／f为一常数，则马达内的磁场亦保持不变，这是V/F名称的由来，也是这种控制的基本

III.4 三相感应电动机

这一类型马达由于结构坚固简单、保养工作轻，故一直以来在工业界大量应用，其特征为a)起动电流大；b)转速虽固定，但因负载变化影响而漂移；c)最大扭力（按：此即上面所提的转矩T，T并非力，但由于转矩这名称较难明白，故以扭力代替，读者们要注意，扭力并非力，但包含了力的成份）与负载无关；d)基于设计关系，功率固数最高值一般在满载情况下出现。由于a)、b)、c)、d)皆不利于电梯应用，故在过去电梯系统中如使用这种马达，在速度方面即受限制。幸而上述的各项特性都在一个情况下产生：即交流电源频率为固定（如香港的50Hz），如果根本上避开了这个条件再配合一些有利因素，就可得到与a)、b)、c)、d)完全不同的特性。感应马达的转子基本上是一个短路金属体，只有定子才是线组，定子与转子间虽无电的直接联系却有磁的联系，因此和一具变压器非常接近。事实上有些人就称感应马达为“旋转变压器”。变压器应用时次级绝不能发生短路，同时我们需要的是电流。在感应马达中次级的转子永远处于短路状态，而我们需要的不是它的短路电流而是它所发生的扭力。从上面的简单说明，读者可以明白基于扭力的产生，经电源输入的电能就“路过”马达而重新表现为一种机械能，能量只是过路客，不会积聚在马达内。强大的扭力可带动沉重的物体作出需要的运动。但如马达因故障或外在因素影响而不能起动，则经电源流入的巨量电能因不断积聚在马达内，可在极短时间内将马达摧毁。感应马达的研究和开发已达到空前未有的地步，下面我们介绍人一个最简单的模型给读者，这模型当然不够准确，但一般已足够使我们了解V/F控制的基本。

R1：定子线组内阻

X1：定子线组的感抗

R2：转子内阻

S： 转差率

X2：转子本身感抗

I1： 定子电流

Im： 磁化电流

It： 扭力电流

III.5 从基本理论分析，我们知道当定子有电流时有下列一连串情况发生：

转子磁场

目前V/F系统的分析是假定定子电流分为两部分，一部分与转子磁场平行，一部分与转子磁场垂直，如再继过数学上的变换（经定子侧变换至转子侧），则上述两个电流，前者就是转子磁场的磁化电流，后者就是扭力电流。由于图三中的定子电流是以定子侧为准，故不可能直接利用，但经过变换后由于转子才是取后的一环，故上述两电流有直接应用价值，产生磁场的一个一般以Im表示，而旌扭力的则以It直接相加获得，而须如图四所示，用向量加法。因此遂构成了所谓向量控制。图四中的要点如下：

1） I m与It保持垂直（I1= It +I m） 图四 向量控制

2） 由于变化的磁场能引起许多特性的变化，故有必要将其维持不变。因此在进行向量控制之前，先要处理各项能引致Im改变的因素，使其维持不变

3） θ角（tan-1It／Im）虽是向量控制的副产品，但在整个马达电流合成诸过程中，θ是一个很重要的量（见(6)式）

4） 在Im保持不变情况下，感应电动机的控制（见前面2,3两式）和直流电动机并无分别

III.6 图五和图一基本相同但较为清楚

图六为对同一交流马达进行试验时，在不同电源频率下所表现的扭力与转速关系。n0为最高频率（50Hz）时的同步转速。图六的重要特点是特性曲线基本功上固定，但随电源频率的变化而在转速轴上移动。由于同步转速随频率而变，故即使在加速、减速阶段，转差率S仍可保持极低值，而在此情况下，马达的损耗、效率及功率固数都在最佳状态。

III.7 前面已提及，在V/F系统中，交流马达的电流是一点一滴的计算出来的

图七就是概括地表示出这个情况。和YPM等系统一样，V/F具有一个简单的速度指令（在后面讨论），由于这指令的存在，我们首先可算出在每一时刻的转速，以?r*表示，另一方面马达起动后，其转速亦可藉RE（旋转编码器）传来的记号计出，以?r 表示，两者之差?r*—?r，或D?，如按照图六的曲线进行比例积分，即可得到一个对应的DT，加上原有的扭力指令，即可得到一个新的扭力指令。此外，D?通过一个基本计算，即成为转差频率?s，而?s 与?r 合并，即可得到一个新频率，此频率以?1 表示，变即输入交流马达的电流频率。由扭力指令可转换成为图四中的I t，再与Im配合，按[It?+Im?]?计算，即可得出当时马达定子电流（每相一个）的绝对值I1。按tan-1(It／Im)即可得到当时电流所应具的相角θ。本来根据正弦波的一般表示式：(6) i=I1Sin(?1t+θ)，一切经已就绪，可以进行计算马达定子电流。但由于?1不断改变，θ及I1亦变，故这项计算必须以高速及循环计算方式进行，由于?1与时间t结合，而t是随时间而独立变化，故须使用贮存电路及Dt。Dt的选择当然越短越好，但由于电脑的速度始终是有限，同时更重要的是来自RE的?r 讯号，虽然准确度已比YPM的AC—PG高很好，但仍是有限，故Dt 的选择亦不必太小，从PWM方面的考虑，由于采用了一个频率为3000Hz（实际上为2950Hz）的三角波，而3000Hz在时间上相当于300微秒，故Dt 的适当选择可在30微秒范围内。（实际上Dt =32微秒，因而2=25）。当每一循环计算中，I1及?1t+θ确定后即可进一步送传一个正弦函数发生器（为一集成电路），该发生器的输出仍为数字式讯号，要再经过一个D/A电路始能获得如(6)式的正弦波讯号。由于要尽量减省电脑的工作量，副电脑68000实际上只计算一个相电流（即iu）,由于iv与iu有一个相角关系（120 °,或2/3π），故后正弦函数发生器的输出端，透过另一个独立D/A，渗入这个固定相角关系，即可获得另一个相电流iv。由于最后一个相电流iw亦与iu、iv间有固定相角关系，当产生iu、及iv后，即可用一般电路（不必数字化电路）去产生iw。最后一步当然是把这三个相电流讯号送往PWM电号去加工。

III.8 前面图七已概括表示出V/F机的副电脑是如何一点一滴将电流讯号波形加以合成

但D/A电路的功率很低，不能直接用来推动大功率晶体管。此外，基于输出功率水平高（一般在8~22KW之间），晶体管不可能如一般电器（如收音机、通讯机等）般在偏压情况下工作。因为如果这样，晶体管本身消耗固然大，影响整体效率，同时也虽造出一只晶体管，一方面能输出大功率，另一方面也能只受很大的内部损耗而不致损坏。因此，最佳方式是放弃线性放大模式（虽然这是好的）而将晶体置放饱和及截止的工作状态下，使晶体管成为一只受控制的高速开关。从这一点出发，我们便要在电流讯号及晶体管间，插进一个特殊动级，一般称为PWM电路，或脉冲宽度调制电路

III.9 在脉冲情况下，调制方式有许多

经过试验及比较后目前以脉冲宽度调制为最佳，除了加用滤波器可得回极近似的正弦电流外，它能在低频率时（即起动及将停止时）仍可免除杂乱讯号的干扰（因其脉冲高度固定不变），使马达能平滑运转及变速，同时高频声亦保持在一个低水平。在PWM中，首先要选择一个适当的载波频率。载波原是电子通讯中的术语，例如指某一台发射频率为若干兆赫（MHz），此若干兆赫即指所谓载波所具有的频率。在V/F系统中，由于频率改变范围小，而且很低，一般经0Hz至50Hz，故载波频率不须太高，目前的频率是3KHz（亦有资料作2.95KHz），下面就假定它是三千赫。这三千赫的载波，一般是三角波（注意：三角波不是锯齿波，二者分别很大），由于其频率固定，而且较最高电流讯号的频率50Hz高了60倍，故用它来进行斩波时，准确度很高。图八可大约显示出这种特殊调制所产生的合成波。但图八( c )中的波形是每一相与中性点间的波形。如果要相与相间的波形，须先象( c )图那样，得到三个波形，分别是U，V，W相对中性点的波形，然后再将任何两个波形相减，即可得到最后相与相间的波形，如图九所示（按作为示意，本身并不准确）。在此波形中，才能克份显示出脉冲宽度随正弦波所生的变化。上述的各项程序，都在一块名ACR（自动电流调节）的电路板上进行。

( a ) 电流波形 ( b ) 载波波形 ( c ) 合成波形（其中一相）

图八 PWM相与中性点间波形

图九 PWM相与相间波形

III.10 晶体管组成的逆变器

在图十一中，对U，V，W三个相在不同时间内要求那些晶体管导通，及其电流方向变化等都有清楚显示。首先，我们在逆变器中使用晶体管，而不用可控硅，主要是免除了“换向”的麻烦。由于各种必要，我们不能如其他场合一样，在采用可控硅时，用了电压会降至零点的脉动直流电压来使其自动截止。为了马达，我们必须使用一个很纯、很平滑的高压直流电源，但在这情况下，如用可控硅，则一触发后即“不可控”，除非另加换向电路，但晶体管并没有这个缺点。在图中（1）的情况下，U、W相电压都有比V相高，故电流如箭头所示，同时为了实现这个情况，必须1、4、5号晶体管导通，而2、3、6号则截止。1、2号晶体管控制U相，3、4号控制V相，5、6号则控制W相。同相的两枚晶体管，绝不可能同时导通，否则电源将被短路，后果十分严重，而且它们分属U、V、W三相，每相一枚。（在图十一中，导通晶体管用粗线绕）。根据同样理由，读者们可试行推究第（2）区、第（3）区至第（6）区的情况，然后与图十一其他各图作一比较。